智能MOSFET提高医疗设计的可靠性同时提升性能

所有的医疗应用在要求高可靠性的同时仍然要为较终用户提供所需的技术进步。由于各医疗设备公司间竞争激烈，他们的较终应用、功能急剧增加，但是没有考虑到另外一个可能的失效点的影响。在所有这些点都需要电源，并且采用较新技术进展来使风险较小化是非常重要的。

智能MOSFET是促进医疗应用一直普遍增长的动因之一。由于标准P沟道(P-channel) FET的驱动要求简单，它常常被用于转换电源分配节点、连接充电路径、连接器热插拔、直流电流等等。因为这些器件处于关键线路中，其失效会导致下游传感器或处理器不工作，因而在稳固的功率开关方面进行投资是明智的。相比等效P沟道/N沟道组合方法，Intellimax FET集成了P沟道FET和逻辑电平驱动器，允许简单控制Rdson减小的FET。为增加更多的可靠性，这些器件集成了ESD保护、热保护、过电流保护、过电压保护，以及反向电流阻断。所有这些都为医疗应用带来了高价值和高可靠性。

下列所述是负载开关技术的介绍和其存在于当前电源架构中的原因。它的应用案例将在实验室范围呈现。我们将讨论小于6V的应用，可充电便携式医疗应用可以从该应用中受益。本文也将讨论飞兆半导体较新技术进展所实现的全新40V智能FET应用，并给出非常具有价值的分析结果，展示智能FET如何成为医疗行业的智能化发展趋势。

用于电池应用的负载开关的演进

从电池被集成到电子产品中开始，对于电源隔离的需求一直存在着。引入电池作为移动电源意味着在使用期间电池将会消耗并必须再次充电。显然，设计的节能特性会直接影响正常使用和充电之间的时间。在较近这些年里电池技术没有获得任何主要改进，未来也没有主要突破。因此需要依靠集成电路(IC)技术遵守严格的功耗规格来延长设备的工作时间。

在我们讨论负载开关之前，需要看看电池技术、电池上的负载、以及负载开关的要求。在给定充电条件下，可以相对简单地估算电池寿命，如果所有电流消耗路径都已知。通常并非是100mA受控的占空比传感器单独影响功耗，而是许多缓慢地消耗能量的小于1mA的始终连接的漏电槽。必须把它们粗略地加到功率公式当中，然而，更困难的是，当给定的功能或传感器启用时，会发生瞬态峰值。在幅度和持续时间方面，这些尖峰值会受到监控，允许能量计算时使用通常的一次峰值结果与尖峰数量相乘。

在所有常规负载已知后，可以直截了当地计算工作时间。目前，电池按mAh的标度规定，代替先前的库仑，也就是1000 mAh的电池在其标称电池电压下可以提供一小时1A电流或10小时100mA电流。

电池工作时间(h)=电池额定值(mAh)/总体电流消耗(mA)

当工作电流分布于浪涌电流之间时，例如1500mA工作100ms，而连续电流，例如20mA指示器LED用于剩余的工作时间，那么对于那些时间的平均电流可以进行线性计算。

每小时平均电流=(1.5 A x 0.100 s / 3600 s) + (0.020 A x 3599.9 s / 3600 s) = 20.04 mA

在时域中使用此耗电概念，可以快速了解到负载开关可以用于隔离连续的、较小的电流消耗。短期间尖锐的脉冲并非是罪魁祸首，如果不隔离，数以百计的uA级电流消耗合计会达到mA的水平。因为功率能够使下游IC减少不需要的大电压尖峰,从而不会影响极其脆弱的mAh电池额定值，因此该转换将使软功率爬升。

在对比功率和稳定的功耗时，可以单独讨论浪涌的影响。对电池的影响会随电池化学成分和浪涌间的时间而差别很大。通常可以接受相对较轻而持续的负载，合理比例的浪涌可以带来更长的电池寿命。在基于纯电流的上述公式里，我们假设电压Vbatt是恒定的。对于碱性原电池(不可充电)，Vmax为1.5V，这里Vmin在大多数情况下假设为0.9V。可充电单节锂电池的标称状态电压为3.7V，然而可以充电至较大4.2V，而且仍然可以降落到2.5至3V的较低电压Vmin，这对实际充电具有较大的影响。

理解了电流消耗是如何耗尽电池电平，我们现在可以研究用不同的方法来隔离下游耗电。我们将使用高边和低边开关等器件。高边意味着开关将处于工作电平电路中且实际上电流由源极流至负载，通过接地电路返回。低边开关则在负载的对面且使电流流向接地电路。

将此简单的开关原理应用到普通的FET类型上，图1显示了基本的N沟道和P沟道MOSFET对于负载隔离的性能表现，每种都有其优点和缺点。从PN结截面图像开始，我们可以快速说明在高边的作为P沟道的截面b。N沟道用来驱动栅极以简化逻辑输入控制。原理图b的缺点是，假如负载电压高于电池电压，能够给体二极管施加正向偏置。通过在高边使用双P沟道FET，原理图c消除了这个缺点，这是一个用于主电平的非常普通的电池隔离方法。

为什么N沟道FET无法用于高边开关呢？N沟道FET的教科书上的特性就是能够激活开关并使其处于线性区域，根据给定数据表的阈值电压，栅电压必须超过漏电压。因为在电池应用中的主电平通常为可用的较高电平，必须采用自举或隔离驱动的方法。这会带来额外的成本，然而，此N沟道高边开关方法对于较大电流应用是必须的。取决于电压范围，N沟道的Rdson可减少20 – 50%。除了由于Rdson所致的损耗外，较高的电压，也就是高于200V，使得P沟道FET要么成本高昂，要么完全由于技术限制而无法提供。

智能MOSFET技术简介

对于大多数应用，传统的负载开关是有效的，但这里的讨论仅仅专注于医疗应用。这些设备需要极度关注可靠性，并且在大多数情况下是不可充电的，因此要认真研究功耗和隔离。

在飞兆半导体，我们的Intellimax产品组合能够满足智能MOSFET的功能性要求。图2显示了其标准的内部方框图，虽然基于所需要的特性，它会根据设备而有所不同。此图基于P沟道，高边电路位于Vin和Vout间。引脚数量较少以保持尽可能小的封装尺寸。而涉及到封装方面，这些器件可以采用小至1mm x 1mm的芯片级封装(Chip Scale Packaging，CSP)，或者采用流行的无引线uPak封装，也称为MLP。针对原型需要及空间限制较少的设计，也可以使用SC70、SOT23和SO8。

图1 传统负载开关表现所示a)N和P沟道描述，b) 在高边的由P 沟道组成的简单负载开关与通过逻辑信号驱动的N沟道 c) 当不启用时高边双N沟道提供了体二极管电流阻断。

图2 Intellimax IC的典型内部方框图，采用基于P沟道的高边MOSFET，集成的特性包括：电流限制、热关断、欠压锁 定、错误标志，以及逻辑电压控制。

智能MOSFET的工作电压Vin根据它们的制造工艺而不同。对于飞兆半导体的Intellimax产品线，推荐的工作电压范围从0.8V至5.5V。请注意输入电压和控制电压间的差异是非常重要的。输入电压Vin是用于高边负载开关的实际额定值。在图2中标记为ON的控制电压电平，是开启负载开关所需要的电压数值。图3取自Intellimax FPF1039数据表，显示了开启集成P沟道FET所需要的实际Von电压，因为它与Vin电源电压有关。

图3 显示了FPF1039 Von启动阈值电压，用于数据表中所示的高 电平和低电平。纵轴为Von电平而横轴为Vin或电源电压。 

数据表中的规格增加了对于工艺、电压和温度变化的缓冲，表明Von必须超过1.0V来开启开关，并且必须低于0.4V来关闭开关。这带来了非常简单的驱动电路，可以直接连接至微处理器。此Von规格随器件而不同且可能不一定会如图3那样平直。不要只查看静态阈值电平的数据表,可以参照曲线来了解详情。

如上所述，此逻辑电平Von使功能接口易于连接至微处理器，但热关断和过电流保护(over current protection，OCP)，也能通过Flag引脚连接良好。此特性未集成在比如FPF1039的较小Intellimax解决方案中，因而我们转向FPF2303。此双输出负载开关能够驱动1.3A负载，具有先前提到的所有特性，而且还包含Flag特性和反向电流阻断。Flag是一个漏极开路逻辑电平，能够直接与处理器上的状态引脚相连接。反向电流阻断如传统负载开关图中所示，但需要双MOSFET的方法。飞兆半导体的专有方法将此集成到P沟道中并且在IC内作为一个额外特性而无需外部元件。假如发生了开关负载侧的电势高于电池侧的状况，则必须具备反向电流阻断特性。这可以发生在系统具有多个初始电压相同的电池，或发生在电压尖峰期间。大体积电容器也有提供delta值的趋向。

对于负载开关，经常被忽视的规格就是ESD额定值，因为过去的大多数MOSFET并不集成ESD保护。较近，常常用作简单的具有成本效益的负载开关的分立P沟道MOSFET中已加入了ESD保护，以FET栅极上的背对背齐纳(zener)二极管箝位的形式出现。这增加了栅极的电容量，使它不太可能成为开关应用(马达驱动、电源等等)的备选，但在增加2K 人体放电模式(Human Body Model，HBM)齐纳二极管的情况下可使栅极更加牢固。Intellimax甚至更进一步，在智能FET中集成了ESD结构，可以达到双倍的ESD额定值至4KV HBM。对于医疗应用，ESD是重要的特性，因为线路板在装配室间常常是无包装运送的，以完成在塑料胶壳中以及密封附件中的具体插件。每个运送点都有ESD相关失效的潜在风险，尤其是在引脚和连接器从线路板上连接至电池或中间夹层时。

我们应该更进一步钻研下一代智能FET当开关关闭时会发生什么？采用分立P沟道的传统负载开关可以完全关闭并连接输入至输出，不管是重负载还是大电容加载在输出脚上。如果这种情况发生，通常初级端输入电平会显示电压突降，其可能影响与偏置电平相关联的精密模数转换器

登录网站后可下载文件

相关阅读:

没有相关新闻...