通信电源：4.5MHz双相转换器结构实现超薄的解决方案

作者：德州仪器低功耗DC-DC转换器系统工程师Markus Matzberger

现代先进的便携式设备（如数码相机）虽然具有高分辨率成像和视频处理功能，但这些功能要求越来越多的处理器性能，这就直接导致了更高的电流消耗。然而，在大多数情况下，这些功能只是在短时间内要求有高处理功耗，因为大多数时间里处理器都是以节电模式运行或甚至处于空闲模式。该运行特征要求有一个高效的电源，该电源专门优化用于提供轻负载和中度负载电流，也可以提供高峰值电流。此外，由于高度的限制，拥有一款超薄的解决方案就显得格外重要了。

本文描述了TI推出的一款基于TPS62410 2×800mA双相降压转换器的1.6A/1.2V电源解决方案，其较大高度为1.2mm。该器件采用小型3×3 10引脚QFN封装，具有两个独立的降压转换器。这两个转换器均采用相同的2.25MHz内部时钟，并以180°相移异相运行。

通常，该器件是用来生成两个独立的电源轨。在这种情况下就是说要运行两个并联的转换器以获得单个输出轨更高的输出电流。由于这两个转换器的180°相移运行，这样就实现了一个双相运行模式。

与单相降压转换器相比，双相转换器结构具有以下优点：

1. 更薄的总体解决方案高度，这是因为可以使用两个更小更薄的电感器代替一个大电感器；

2. 更佳的负载瞬态响应；

3. 180°异相运行实现了一个加倍的更高效开关频率的双相运行（4.5MHz而非2.25MHz）。

图1. 原理图。

原理图

图1显示了该转换器的原理图。这两个转换器的输出电压被一个由R₁₁、R₁₂、R₂₁、R₂₂和C_ff组成的外部电阻分压器网络设置为1.2V。每一个转换器都采用了连接至转换器SW引脚的相同的2.7µH电感器和一个10µF输出电容。通过22mΩ的负载平衡电阻R_BAL、V_OUT1和V_OUT2输出被连接在了一起。这些电阻负责在两个转换器之间对共享负载电流进行大致地均衡，否则，当一个转换器开启其输出电流限制时，另一个转换器将只处理负载的一小部分。

在该结构中，两个转换器都具有节电模式运行功能以在轻负载时提供较高的效率，这是非常重要的。因此，MODE/DATA引脚连接至接地。这样就允许转换器在小输出电流时进行跳跃转换（skip switching）。为了保持输出电压稳定，一旦从输入端传送至输出端的电荷超过了负载放电，该转换器就会停止功率转换。

双相结构中DC-DC转换器的运行

图2解释说明了双相结构的功能，从而说明了一款具有两个DC-DC转换器的TPS62410的简化结构图、功率级、时钟和内部参考电压。由于两个转换器的高压侧开关均以180°相移运行，因此实现了双相运行。

在从中度负载电流到高负载电流的情况下，该DC-DC转换器将以PWM模式运行，开关频率为2.25MHz。在每个时钟周期内，高压侧开关将被开启，占空比为D，降压转换器的占空比可由方程式1得出。

方程式1：降压转换器的占空比

在该相位期间，电流从输入电容经由高压侧MOSFET开关流经电感器至输出电容，并流经平衡电阻至负载。为了关闭该环路，电流将返回到输入电容。在该相位期间，高压侧开关和电感器中的电流将斜坡上升，直到高压侧开关关闭。之后，低压侧MOSFET整流器将被开启，占空比为1-D，且电流从电感器流至输出电容并流经平衡电阻至负载。该电流将通过低压侧MOSFET整流器返回至电感，电感和整流器电流斜坡下降。

在发生整流的同时，输入电容被充电，并开始下一个循环。第二个转换器也是如此，只是其具有180°相移。

图3显示了开关节点SW1、SW2的示波器曲线图及相应的电感电流。高压侧开关之间180°相移包括了一个4.5MHz的高效开关频率，该频率是原始时钟频率的两倍。

由于可能会超过内部MOSFET开关的电流能力，设计人员对按图1所示将两个输出级并联连接这一问题可能还存在疑虑，但是这种疑虑是完全没有必要的，因为TPS62410对MOSFET开关具有内部过电流保护功能。开关中的电流将被周期性地监控，并且电流一旦达到了1.2A，该开关将被关闭且只有当电流低于1.2A时才会重新被开启。

图4显示了流经MOSFETS I_S11、I_S12、I_S21、I_S22的电流的两个相位提取波形、电感电流I_L1、I_L2波形以及输入电容器产生的电流I_CIN的波形。波形I_CIN为来自输入电容的电流，是流经开关I_S11和I_S21的电流之和。I_CINAC纹波电流的频率是开关频率的两倍，即2×2.25MHz= 4.5MHz。双相运行的优点在于和单相降压转换器结构相比输入电容CIN中的AC纹波电流较低。在单相运行中，脉冲电流的频率将为“单”开关频率，但是AC纹波电流的振幅却是翻倍的。

此外，输入电感上更低的AC纹波电流将会导致输入电容CIN上更低的AC纹波电压。

图2. 双相结构图。

图3. 180°异相运行。

图4. 提取的信号波形。

两个小电感器与一个大电感器的对比

电感器是决定1.6A 电源总体解决方案高度的主要组件。IC封装和电容对总体解决方案高度的影响可以忽略不计，因为它们的高度还不到1mm（电容采用 0603尺寸）。

除电感值以外，一款实际的电感器还具有一个DC串联电阻DCR。对于高输出电流（如1.6A）而言，参数DCR不能忽略不计，因为随着DCR的增加，电感器的损耗也随之增加，这样就导致了较低的功率转换效率。对于1.6A输出电流而言，需要有一个低效率的DCR。在该应用电路中，采用了两个具有一个 70mΩ DCR的2.7µH电感器（TOKO DE2812C 型）。该电感器类型的尺寸为2.8×3.0mm²且较大高度为1.2mm（10mm³）。由于该电感器为并联运行，因此高效率电感器DCR降至一半，即35mΩ。该电感器参数DCR及其饱和电流取决于其外形尺寸。这就是说对于一个具有较大电感器尺寸的给定电感值而言，随着DCR的下降，饱和电流将上升。

为了利用一个使用单个电感器的单相降低转换器来实现相同范围的高效DCR，一个具有35mΩ DCR的约为2.7µH的电感器占位面积要在4×4mm左右，且较小高度应为1.8mm（28mm²）。因此，通过采用两个超薄的电感器代替一个大的电感器，该解决方案的高度可被降至较大高度为1.2mm。

用以实现负载共享的负载平衡电阻

两个平衡电阻的功能就是在两个转换器之间适当地共享负载电流。这两个DC-DC转换器被设置用于将两个节点V_OUT1和V_OUT2调节至1.2V。V_OUT1和V_OUT2由两个平衡电阻连接在一起。如果DC/DC1的输出电流I_OUT1高于I_OUT2，则DC/DC1平衡电阻的压降将更高，且V_OUT将下降。该压降将通过其平衡电阻下拉节点V_OUT2，且DC/DC2将提供更多的电流以保持V_OUT2处于其设置值。简单来说，这两个稳压器将以保持其平衡电阻压降相同的方式进行调节。500mA的电流流经其中一个平衡电阻会引起该电阻11mV的压降，这接近于额定输出电压的1%。

事实上，由于输出电压V_OUT1和V_OUT2并不相等，所以电流平衡不可能实现精确匹配，这就导致了两个转换器之间的电流不匹配。V_OUT1和V_OUT2输出电压的精度主要取决于参考电压的精度及外部反馈电阻的容差。TPS62410的优点在于两个转换器都使用精度为±1%的相同的内部参考电压。参考电压的变化将以相同的方式应用于两个转换器，因此可以忽略掉。反馈电阻应具有较低1%或更高的容差。

图5中的示波器曲线通过测量电感电流I_L1和I_L2说明了两个转换器之间的电流平衡。输出电流斜坡上升和下降（20mA-1.6A），同时电感电流I_L1和I_L2也随之增大和减小，并且偏移很小。

所使用的22mΩ平衡电阻具有非常小的0603外壳尺寸，容差为1%。为了降低组件数量，可以考虑使用适当外形尺寸的PCB电路板线迹来实现22mΩ的平衡电阻。例如，要想利用一个PCB电路板线迹来实现一个22mΩ的电阻，就需要一个8.8mm长、35µm厚、0.2mm宽的铜线迹。

图5. 电流平衡。

提高负载瞬态性能

图6显示了一个双相结构负载瞬态响应的示波器曲线图，图7. 负载瞬态单相结构则显示了一个单相结构负载瞬态响应的示波器曲线图。在这两种情况下，虽然都施加了100mA-800mA的相同的阶跃负载，但图6中的DC/DC2却被关闭了。在双相结构中，V_OUT压降下降了一半，从而带来了一个与单相运行的70mV相比仅为30mV的绝对压降。这两个转换器可更快速地发挥作用，并可向输出端传输比单个转换器更多的电流。

图6. 负载瞬态双相结构。

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