采用低侧栅极驱动IC简化电源设计，提高可靠性

开关电源转换器的设计可以通过采用低侧栅极驱动IC来简化，但是它们必须正确地应用来实现其全部潜能，较大限度地减小尺寸和充分发挥电源效率。本文解释了一些利用这些器件进行设计的重要方面——即如何选择具有电流额定值和特性的正确的驱动器；驱动器需要哪些补充元件；如何确定散热性能，包括损耗计算和估计结点温度。

低侧栅极驱动IC是通常用于电源的专用放大器，用来根据来自PWM控制器的输入信号开关对地参考MOSFET和IGBT。对于低于100-200W的低功耗转换器来说，这些驱动器可以成功地集成到PWM控制器以减少元件数，只要满足一定的条件它就可以良好运行。MOSFET开关时间的这些条件是具有可接受的开关损耗；来自比较高的驱动电流脉冲的噪声不会扰乱控制功能；而且，板上PWM IC的散热便于管理。另一方面，在较高功率的转换器中，分立式驱动IC通常用于提供更大驱动功率或更易于管理的噪声和散热。此外，电源效率可以通过使用较低电源电压的控制器和较高电压来驱动电源开关而得到改进，这个电位转换是由栅极驱动IC出色执行的。

分立元件有时用于构建成简单的栅极驱动电路以节省成本，当驱动IC不需要先进的功能和性能时，这样是有意义的。不过，这种方法存在若干局限性。例如，如果选择了一个NPN/PNP射极输出器的输出级，就必须精心设计偏压电路，通过晶体管的输出饱和电压——像快速开关的电压一样高——可以降低输出电压摆幅。如果输出端改为使用一个PMOS/NMOS反相器，该控制逻辑必须提供逻辑倒置，当驱动器处在开关状态时，通常会出现某种击穿。采用哪一种技术，这个低增益级都需要输入端快速边缘，以产生迅速的切换，需要更多的电路来实现电位转换等功能，由于元件数增加，空间、组装时间和可靠性也会受到负面影响。

栅极驱动IC能够解决大多数这类问题。它们具有集成功能，例如使能和欠压锁定（UVLO），这使之成为较令人烦恼的工作条件下更易于控制的电源开关：启动、关断和故障。小型逻辑门可以轻而易举地驱动其高阻抗输入，因为驱动IC包含带有正反馈的高增益电路，在输入电压超过一个阈值时，该输出就可以立即切换。当该IC用于稳定这个过温的阈值电压时，它就可以容易利用一个简单的RC电路在输入端插入固定时延。总之，IC驱动器可以在非常小的封装中提供高性能和先进的功能——2A驱动器为2×2mm，9A驱动器（或双4A）为3×3mm。

本文其余的部分将讨论采用低侧驱动IC设计重点考虑的问题。首先，如何根据它使用的电路选择驱动器的电流额定值；接下来，讨论了可能有用的一些特殊功能，以及什么元件经常用在该集成电路周围。较后，描述了用来评估散热性能的一种简单方法，因为栅极驱动IC易于成为电路中较热的元件。

调整驱动器

采用低侧驱动器的两种普通类型的开关是箝位电感开关，具有采用硬开关拓扑结构的初级开关和同步整流的特征。调整每个驱动器的标准是非常不同的，将在这里讨论。

箝位电感开关理想化的导通波形如图1所示，在漏极电流升高和漏极到源极电压下降之间具有非重叠特征。这可产生较差的开关损耗，这通常可表达为整个转换器开关周期T_s的平均功耗，即使实际功耗只在这个图中的t2和t3期间发生。

                  （1

(t2+t3)的长度取决于平均栅极驱动电流I_G，必须将电荷量提供给MOSFET栅极，以穿越这些时间间隔（traverse interval），这可以在MOSFET规格或整个栅极电荷曲线发。

                               （2
图1是关断波形的镜像，该关断开关损耗可以用一种类似方式计算，并加到（1）上得出这个电源开关的总开关损耗。

根据这些公式，很明显有损耗时间间隔（lossy interval）期间的开关损耗与栅极驱动电流成反比，而对箝位电感开关来说，这是调整栅极驱动器的主要标准。事实上，当其输出电压接近工作范围的中间时，当其输出电压邻近工作范围的中间时，较重要的驱动器特征是其输出电流。

驱动IC可以从几家供应商得到，包括2A、4A和9A的标准尺寸，但是遗憾的是，测量这个电流的测试条件不是标准的。对于一些供应商来说，它近似驱动某种规定负载的峰值电流，而对其他供应商来说，它是一个箝位输出电压的稳态电流，这样具有相同电流的“额定值”两个驱动器可能有非常不同电流能力。如果我们使用在输出电压范围中间的稳态电流额定值，表1就是一个方便的指南，它显示了驱动路径中没有外置电阻的每个尺寸驱动器进出一定量栅电荷的速度。本表是从（2）计算出来的，但是，随着延长了1.5倍经验系数的时间，说明实验室中测量的行为不太理想。不过，这些时间仍然是乐观的，因为即使没有使用串联的栅极电阻，电源开关的内置栅极电阻仍可以减慢开关速度。

当栅极驱动电路与同步整流器（SR）一起使用时，尺寸选择标准是完全不同的，因为在MOSFET通道传导前后，由于体二极管的导通特性开关损耗是可以忽略不计的。在这种情况下，驱动电流需要由时序及dV/dt的预防dv/dt导通来决定。

为了防止击穿和导致的不必要的功率损耗，在一个电压加在它两端之前，SR必须完全关断，通常是开启1个以上的初级开关电路。为了使设置保证满足这个条件，同时尽可能长时间使SR的效率增至较大，必须知道关断SR需要多长时间。参见图2的MOSFET模型，关断时间可以利用下式计算：

                        （3

式中的C_GS=C_ISS-C_RSS是MOSFET的线性栅极至源极电容，C_GD,SR是非线性栅极至漏极或“密勒（Miller）”电容C_GD =C_RSS的低电压值。这个电容的一种有用的方法是在SR关断期间正好在电压摆幅的中间，即V_DD/2。这个值可以从相对于电压的C_RSS曲线读取，或者可以利用数据手册中给出的C_RSS,SPEC值计算出来，对于一些较高电压C_DS,SPEC可通过以下经验公式计算：

                        （4

一旦SR完全断开，功率转换器的主开关就可以接通，这将使SR的漏极电压迅速升高。图2显示了这种情况，其中的电容分压器是因内部漏极电压升高由C_GD和C_GS形成的——MOSFET暂时回到导通——除非该驱动器灌入足够的电流使内部栅极节点降至MOSFET阈值电压以下。这通常是调整一个SR驱动器的主要标准。接近漏极电压上升的开始，其中的C_GD较大，需要的灌入电流大约是

                          （5

如果不能使用一个较大的驱动器，而其定位已经非常接近SR，消除dV/dt导通的较后手段是通过减慢主开关的导通来降低dV/dt，但遗憾的是，这将增加主开关的开关损耗。

选择功能

除了电流额定值之外，一个设计者在选择驱动IC时还要面对功能选择，即输入逻辑和配置、输入阈值和封装。谈及一个驱动器通道，可用的输入包括反向、非反相、双输入和使能。反向和非反相之间的选择通常是在每个MOSFET的栅极施加正确极性的控制信号，由一个控制输出驱动的不同的开关有时是不同的。如果需要两个极性，少数不同的元件需要与一个双输入驱动器一起使用，由于一个是反向、一个是非反相输入，它可以配置为两个极性。如果在MOSFET开关时始终需要更多的控制，例如设置较高的UVLO阈值或在启动期间禁用SR，使能输入可能是有用的。

带有TTL或CMOS输入阈值的驱动器可供使用。TTL“低”输入设定在0.8V以下，而“高”设定在独立于电源电压的2.0V以上，因此TTL阈值为近似恒定，总是在这些限制之间。相比之下，CMOS阈值大约为电源电压的40%和60%。TTL是比较常见的，尤其是在来自一个低电压PWM控制器的输入信号有一个相对较低的振幅时很有用。不过，在噪声环境中，人们更喜欢CMOS较大的噪声容限，而利用CMOS RC时延可以设置得更加准确，因为其阈值更接近彼此接近电源电压的一半。当需要精确的时序时，输入阈值的温度稳定性和传播延迟也是非常重要的。

大多数电源设计人员都熟悉封装折衷，通常是在低成本的标准引线封装与MLP更小的尺寸和更好的散热性能之间进行选择，后者通常会有有助于散热的暴露的导热焊点。

补充元件

在利用驱动IC设计时有两个关键的补充元件要考虑：旁路电容器和串联栅极电阻。因为一个驱动器要输出短脉冲电流，一个非常低阻抗的电源需要输出较大电流，通常要部署2个旁路电容器放在紧挨着驱动器的地方，它应该正好紧挨着电源开关，以较大限度地减少这个电流环路的杂散电感。较大的电容器通常是电解电容器或者是另一种更低ESR型电容器，具有有效负载电容2至10倍的值，这可以利用总栅极电荷来计算

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