电源设计：满足能量效率和消费需求的设计

2008年10月29日14:45:22 本网站我要评论(2)字号：T | T | T

作者：Markus Matzberger，低功耗DC-DC系统工程师，Texas Instruments

较新的便携式设备，如数码相机可以实现高分辨率成像和视频处理，但是这些功能需要越来越高的处理器性能，这就需要更高的电流消耗。不过，在大多数情况下，高处理能力只是短期所需的，因为大多数时间处理器运行在节电或者闲置模式。这种运行特征要求高效的电源，它为轻和中等负载电流而优化的，但是也能提供高峰值电流。此外，由于高度限制的全体，采用一种薄的解决方案非常重要。

本文将介绍采用1.2mm较大高度的1.6A/1.2V电源解决方案，它基于德州仪器的TPS62410 2x800mA双相降压式转换器。这款器件采用小型3×3 10引脚QFN封装，可以提供两个独立的降压式转换器。两个转换器使用相同的内部2.25MHz时钟和异相操作180°相移。

通常，这款器件用于产生两个独立的电源轨。在这种情况下，想法是运行两个并联的转换器，以便单个输出轨可以获得更高的输出电流。由于两个转换器的180°相移操作，可以实现一种双相操作模式。

与单相位降压式转换器相比，双相配置带来了以下优势，这将进行详细的探讨：

1. 整个解决方案的高度更薄，因为没有采用大的电感器，使用了两个更小的和更薄的电感器；

2. 更好的负载瞬态响应；

3. 180°异相操作导致的双相操作可以实现两倍高的有效开关频率（4.5MHz而不是2.25MHz）。

图1. 电路原理图。

电路原理

图1所示为电路原理图。两个转换器的输出电压通过R₁₁、R12、R₂₁、R₂₂和C_ff组成的外置电阻分压器网络设定在1.2V。每个转换器使用相同的2.7μH电感器连接到转换器的SW引脚和10uF输出电容器。输出V_OUT1和V_OUT2通过22mΩ负载平衡电阻器R_BAL连接在一起。这些电阻器负责或多或少地共享两个转换器之间的负载电流，另外，一个转换器将运行在其输出电流极限，另一个将仅处理一小部分负载。

这种节电模式下操作的配置重要性在于可以启动两个转换器，以便在轻负载时提供高效能。因此，MODE/DATA引脚连接至地。这将有助于转换器在小输出电流时的跳跃转换。为了保持输出电压稳定，一旦从输入到输出传送的电荷超过负载放电，转换器就停止电源转换。

工作在双相配置的DC-DC

图2解释了双相配置的功能，显示了采用两个DC-DC转换器的TPS62410的简化框图，及其功率级、时钟和内部基准。由于两个转换器的高压侧开关为180°相移操作，可以实现双相操作。

在中到高负载电流时，2.25MHz开关频率的DC-DC转换器运行在PWM模式。在每个时钟周期期间，高压侧开关随占空比D导通。公式1给出了降压式转换器的占空比。

公式1：降压式转换器的占空比

在该相位期间电流通过高侧MOSFET开关经电感器从输入电容器流到输出电容器，并通过平衡电阻进入负载。为了关闭这个环路，电流返回到输入电容器。在该相位期间，高压侧开关电流和电感器上升，直到高压侧开关断开。之后，低侧MOSFET整流器随占空比1-D导通，电流从电感器流到输出电容器，并通过平衡电阻进入负载，再通过低压侧MOSFET整流器返回到电感器。电感器和整流器电流下降。

在整流发生时，输入电容器进行充电和下一个周期开始。第二个转换器也是如此，但是180°相移。

图3显示了开关节点SW1、SW2和相应的电感电流的示波器曲线图。高压侧开关之间的180°相移涉及4.5MHz的有效开关频率，它是原始时钟频率的两倍。

关于图所示1的两个输出级并联，设计人员可能存在疑虑，因为有超过内置MOSFET开关的电流能力风险，但是这并不是担心的理由，因为TPS62410有MOSFET开关内部过流保护。这些开关中的电流得到了周期性监控，一旦达到了1.2A，开关就会断开，而当电流降至该值时，会再一次导通。

图4显示了通过MOSFET I_S11、I_S12、I_S21、I_S22电流的两个相位的提取波形，以及电感电流I_L1、I_L2和来自输入电容器电流I_CIN。波形I_CIN是来自输入电容器的电流，而且是通过开关I_S11和I_S21的电流之和。I_CIN AC纹波电流是开关频率的两倍，因此2×2.25MHz= 4.5MHz。与单相位降压式转换器配置相比，双相作的好处是输入电容器CIN的AC纹波电流更少。在单相操作中，脉冲电流的频率是“单”开关频率，而AC纹波电流就的振幅将是双倍。

此外，输入电容器较低的AC纹波电流可以实现输入电容CIN较低的AC纹波电压。

图2. 双相框图。

图3. 180°异相操作。

图4. 提取的信号波形。

两小型电感器与一个大型电感器的对比

电感器是定义这个1.6A电源的整个解决方案高度的决定性元件。集成电路和电容器的封装对整个解决方案高度的影响可以忽略不计，因为它们的高度低于1mm（电容器为0603尺寸）。

除了其电感值以外，实际的电感器还有一个DC串联电阻DCR。对于高输出电流如1.6A，参数DCR不能忽略不计，因为随着DCR的增加，电感器的损耗也将增加，它可以导致较低的功率转换效率。1.6A输出电流可以导致低效率的DCR。在这个应用电路中，使用了两个70mΩ DCR的2.7μH（TOKO DE2812C型）电感器。该电感器类型可提供2.8×3.0mm²的尺寸，以及1.2mm（10mm³）的较大高度。由于电感器并联工作，高效率电感器DCR降至一半，即35mΩ。电感器参数DCR及其饱和电流依赖于其实际尺寸。这意味着按照容量大小，一个给定电感值随较大尺寸的电感器会出现DCR减少和饱和电流增加。

为了利用采用单个电感器的单相位降压式转换器获得同样有效的DCR范围，使用35mΩ DCR的2.7μH电感器的实际尺寸约为4×4mm占位面积，高度（28mm²）至少为1.8mm。于是，通过采用两个超薄电感器而不是一个大而高的电感器，解决方案的较大高度可以降低至1.2mm。

负载共享的负载平衡电阻器

两个平衡电阻的功能是共享两个转换器之间的负载电流。两个DC-DC转换器设置将两个节点调节为1.2V V_OUT1和V_OUT2。V_OUT1和V_OUT2通过两个平衡电阻连接在一起。万一输出电流DC/DC1的I_OUT1高于I_OUT2，DC/DC1的平衡电阻器上的压降将更高而V_OUT将下降。该压降将通过其平衡电阻下拉节点V_OUT2，DC/DC2将提供更大电流，以维持V_OUT2在其设置值。简单来说，两个稳压器将以这种方式调节，以保持其平衡电阻器的压降相同。流经一个平衡电阻器的500mA电流可在这个电阻器上产生11mV的压降。这接近额定输出电压的1%。

实际上，电流平衡没有确切匹配，因为输出电压V_OUT1和V_OUT2是不同的。这造成两个转换器之间的电流不匹配。V_OUT1和V_OUT2的输出电压精度主要取决于外置反馈电阻器的基准电压的精度和容差性。外置反馈电阻器的参考电压的精度和容差性。TPS62410的优势在于两个转换器使用相同的±1%精度的内部基准。施加在两个转换器上的参考电压以相同的方式变化，因此可以忽略掉。反馈电阻器应该有至少1%或更好的容差性。

图5的示波器曲线图通过测量电感电流I_L1和I_L2显示了两个转换器之间电流平衡。随着很小的偏移，输出电流从20mA到1.6A的上升和下降，电感电流I_L1和I_L2增大和减小。

使用22mΩ平衡电阻器具有非常小的0603外壳尺寸和1%的容差性。为了减少元件数，通过采用适当尺寸的PCB电路板线迹可以实现22mΩ平衡电阻器。例如，用一个PCB板线迹实现22mΩ阻抗将需要8.8mm长、35um厚和0.2mm宽的铜线迹。

图5. 电流平衡。

改进负载瞬态特性

图6所示为单相位配置的负载瞬态响应的示波器曲线图，图7为双相配置。在两种情况下，施加了100mA至800mA的相同的负载阶跃，但是图6的DC/DC2处于禁用状态。在双相配置中，V_OUT压降下降了一半，从而带来了绝对压降仅为30mV，而单相操作为70mV。两个转换器对输出的反应要比单个转换器操作更快，传输的电流更大。

图6. 双相配置的负载瞬态响应。

图7. 相配置。

结论

采用180°异相操作的双相降压式转换器配置可能是一种针对高度限制应用的具有吸引力的解决方案。由于共享了两个而不是一个电感器之间的负载电流，可以使用更小尤其是更薄的电感器。与单相配置相比，这种配置可实现更少输入AC纹波的加倍有效的开关频率，以及改进的负载瞬态响应性能。

电源设计：满足能量效率和消费需求的设计

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